在大型发电厂中，由于需要的直流负荷比较大，蓄电池的容量通常都在2000Ah以上。若采用常规的10A或20A的开关，一般需要20个或10个以上的模块并联，并联数过多，对模块之间的均流会带来一定的影响，而且可靠性并不随着模块并联数的增加而增加，一般并联数最好在10个以下。目前，在电厂中大容量的直流充电电源采用相控电源的比较多，因此，很有必要开发针对电厂用户的大容量开关整流充电电源。本文介绍的10kW全桥移相正是考虑了这种要求，它采用了加钳位二极管的ZVS-FBPWM直流变换技术，控制电采用

　　整流模块的主电原理框图如图1所示，由输入EMI滤波器，整流滤波，ZVS全桥变换器，输出整流滤波和输出EMI滤波器等组成。

　　图1中由开关管S1～S4，钳位二极管D1及D2，谐振电感Lr，隔直电容Cb，主变压器T1以及吸收电阻和电容等组成全桥移相ZVS变换器，其中S1及S3为超前管，S2及S4为滞后管。S1(S3)超前S4(S2)一定的角度，即移相角。S1～S4采用IGBT单管并联组成，开关频率为25kHz左右。

　　由于设计的全桥移相ZVSPWM整流模块的最大输出功率接近10kW，若采用常规的铁氧体磁芯，由于功率比较大，磁芯不太好选择，实际设计中磁芯采用了超微晶磁环。和铁氧体相比，超微晶材质具有较高的饱和磁密(可达1.2～1.6T)和较低损耗和优良的温度稳定性等优点，非常适宜用作大功率开关电源的主变压器的磁芯。

　　式中：Vomax为模块输出电压最高值，取为286V;VD为整流二极管的压降，取为3V;Vr为变压器副边绕组内阻压降和线V;Dmax为最大占空比,取为0.95。

　　在全桥移相ZVS变换器中，在超前管S1(S3)的开关过程中，由于输出滤波电感L1与谐振电感Lr是的，而L1和谐振电感相比一般比较大，因此超前管很容易实现ZVS;而在滞后管S2(S4)的开关过程中，由于变压器副边是短的，此时依靠谐振电感Lr的能量来实现ZVS，因此滞后管实现ZVS比较困难，一般设计在1/3满载负载以上实现零电压开关。

　　式中：Cmos为开关管漏源极电容(包括外并电容)，实际中取为3300pF;Vdmax为直流母线电压的最大值，取为

　　式中：Iomax为输出电流最大值，取为35A;I1f为允许输出电感电流的脉动值，取为0.2×35=7.0A。

　　图2中ISET为电流限流设定值，VSET为电压设定值，分别由微处理器产生;IO为输出电流值，VFB为输出电压反馈值;SHT为故障关机信号，IPR为原边电流采样值。

　　UC3879采用电流型PWM控制方式，把变压器原边电流引入到芯片内部，提高了模块的瞬态响应速度。UC3879输出的OA，OB，OC，OD4信号再通过TLP250光耦组成了驱动电，分别驱动S1～S4 4组开关管。OA/OB，OC/OD相位互补，OA(OB)分别超前OC(OD)一定的移相角。

　　由于本全桥移相开关管采用IGBT，电流关断时存在拖尾现象，开关管两端并联的电容比较大，导致空载损耗比较大。因此，在设计中采用了模块轻载时降低开关频率的方法，即在输出电流0.5A时，使开关频率适当降低;而当输出电流0.5A时，使模块开关频率恢复正常值。降频的实际电如图3所示，IO为输出电流值，IREF为设置的电流阈值。当输出电流超过设置的电流阈值时，Q1导通，UC3879的振荡电阻变为R28和R17(R17见图2)并联;而当输出电流小于设置的电流阈值时，Q1关断，UC3879的振荡电阻为R17。

　　实测样机在交流输入440V时，不降频的情况下，空载损耗有220W左右，而采用降频控制技术后，空载损耗只有130W左右。

　　图5为2A负载时滞后管S2的驱动波形(CH2)和漏源极波形(CH1)，从图5可以看出滞后管还没有实现ZVS;

　　图6为15A负载时滞后管S2的驱动波形(CH2)和漏源极波形(CH1)，从图6可以看到滞后管已实现ZVS;

　　本文介绍的全桥移相ZVSPWM整流模块的开关管实现了ZVS，输出240V、35A时效率达到93.4%;而且由于采用了轻载变频的技术，使得空载损耗大为降低，具有广泛的应用前景。